Punycode-конвертер для .рф доменов
SEO инструменты и сервисы
- SEO инструменты
- Punycode-конвертер
Бесплатный OnLine сервис предназначен для преобразования кириллических доменных имён в кодировку Punycode, которая используется в IDN, национальной системе доменных имён. Возможно кодирование и декодирование домена.
Punycode — стандартизированный метод преобразования последовательностей Unicode-символов в так называемые ACE-последовательности (англ. ASCII Compatible Encoding — кодировка, совместимая с ASCII), которые состоят только из алфавитно-цифровых символов, как это разрешено в доменных именах.
Punycode был разработан для однозначного преобразования доменных имен в последовательность ASCII-символов. Используется в большинстве браузеров.
После регистрации, рекламу можно заблокировать
Примеры преобразований кириллических доменов
домен.рф → xn--d1acufc.xn--p1aixn--d1acufc5f.xn--p1ai → домены.рфдомен.москва → xn--d1acufc.xn--80adxhksxn--d1acufc5f.xn--80adxhks → домены.москвадомен.com → xn--d1acufc.comxn--d1acufc5f.com → домены.comдомен.su → xn--d1acufc.suxn--d1acufc5f.su → домены.suЧто такое домен .РФ?
Домен — это адрес, по которому компанию или человека можно найти в интернете. Чаще всего под доменным именем понимается адрес сайта в сети. .РФ — это возможность написать адрес сайта не латинскими буквами (например, name.ru), а русскими (например, имя.рф).
Русские буквы в названии домена — это просто: даже не знающий иностранного языка и не знакомый с употреблением латиницы человек запишет или запомнит адрес такого сайта с первого раза, в отличие от латинских названий доменов. Факты говорят за себя: чтобы запомнить название сайта на кириллице, человеку требуется менее секунды, в случае же с латинскими буквами этот показатель возрастает в разы.
Таким образом, кириллическое имя сайта в пространстве .РФ — это возможность обращения к собственной аудитории на более понятном языке.
IDN-домены
IDN (англ. Internationalized Domain Names — рус. Доменные Имена на Национальных языках) — это доменные имена, которые содержат символы национальных алфавитов, например: имя.su компания.рф
По техническим ограничениям доменные имена не могут содержать нелатинские символы, поэтому для обхода этого ограничения разработаны специальные стандарты RFC 3490, RFC 3491, RFC 3492 и RFC 3454, согласно которым такие имена в обязательном порядке преобразовываются в набор английских букв, цифр и дефисы, а перед таким преобразованным именем пишется специальный префикс «xn--«. Такое преобразование называется Punycode. Оно позволяет кодировать имена в национальных алфавитах ASCII-символами.
Процесс преобразования берёт на себя браузер клиента. Поэтому ввод в строку браузера «пример.испытание» и «xn--e1afmkfd.xn--80akhbyknj4f» — для современных браузеров это одно и то же (для старых будет работать только второй вариант).
В базах DNS-серверов хранится только второй вариант. Фактически доменные имена на национальных языках являются псевдонимами для имён начинающихся с «xn--«.
После регистрации, рекламу можно заблокировать
Поделиться:
Распечатано со страницы: https://tools.seo-auditor.com.ru/punycode-converter/
PDF-файл сгенерирован со страницы: https://tools.seo-auditor.com.ru/punycode-converter/
Punycode-конвертер
Что такое Punycode и для чего конвертировать кириллические домены рф, рус, москва и т.д.?
Punycode является методом преобразования символов, которые относятся к Unicode- стандарту. Получаемая после преобразования последовательность символов будет содержать лишь символы в кодировке ASCII,это 26 букв (a-z) из латинского алфавита, цифры (0-9) и дефис (в сумме — 37 символов).
IDN-домены – это домены, состоящие из символов национальных алфавитов.
Хостинг-провайдеры, немало Интернет-сервисов либо CMS (систем управления контентом) используют программное обеспечение, не поддерживающее IDN-представление доменов.Сказанное касается, в частности, такой популярной панели управления хостингом, какой является C-Panel, которая требует пользоваться доменными именами, которые конвертированы в Punycode.При внесении кириллического домена, CPanel в настройках хостинга выдаст сообщение об ошибке «That is not a valid domain». Проведенная конвертация в Punycode избавляет настройку от ошибок.
Punycode: что такое?
Punycode представляет собой конвертацию символов, выполняемую в кодировке Unicode и преобразовываемую в формат, который поддерживается инфраструктурой DNS. Описан алгоритм преобразования в стандарте RFC 3492.
Уже на заре разработки всемирной сети Интернет, в семидесятые годы прошлого века, появилась идея использования символов из национальных алфавитов в доменных именах. Этот шаг призван стать элементом интернационализации сети.
Тогда соответствующие технологии разработаны еще не были, а потому допустимые символы при регистрации доменного имени в DNS (системе имен доменов) ограничивались символами в ASCII- кодировке. Это — буквы a-z из латинского алфавита, цифры 0-9 и символ дефиса.Для подмножества символов ASCII используется обычно обозначение «LDH» либо «код LDH» (аббревиатура, образованная словами: «буква», «цифра» и «дефис»).
Число пользователей, использующих языки, основанные на алфавитах, которые отличаются от латинского, увеличивается постоянно. Таким образом, у немалого количества пользователей возникают проблемы, причины которых заключаются в распознании и вводе символом ASCII.Доменное имя, составленное из символов какого-либо национального алфавита, обладают очевидными преимуществами, когда компания выходит на локальный рынок либо ориентируется на неанглоязычную аудиторию Интернета, а также организуют локальные рекламные акции и компании.Корпорация ICANN особенно внимательна к развитию доменов, содержащих символы из национальных алфавитов либо IDN-доменов (аббревиатура Internationalized Domain Names).
Специальные стандарты, призванные решить проблему поддержки национальных алфавитов в доменных именах, подготовили только в 2003 году. Они носят название IDNA, которое расшифровывается, как Internationalizing Domain Names in Applications,что в переводе на русский язык означает Интернационализированные доменные имена для приложений.Эти стандарты описывают технологию применения символов. не входящих в таблицу ASCII, в доменных именах. Стандарт RFC 3492 используется для описания специального преобразования символов – Punycode.Это позволяет выполнять конвертирование наборов символов в кодировке Unicode (входят национальные алфавиты) в набор, который поддерживает существующей DNS.
Для того, чтобы после преобразований IDN-домены не путались с обычными доменами, для всех их вначале используется специальный префикс «XN—».
Пример, IDN-домен, в названии которого использована кириллица, «САЙТ.COM», после Punycode-конвертации приобретает вид «XN—80ASWG.COM», поскольку символы «САЙТ» будут конвертированы в «80ASWG».
В Рунете пользователи, первыми получившие возможность для регистрации своих проектов IDN-доменов, находящихся в кириллической зоне .РФ, использования в ней, Punycode-преобразования применяются не только к именам доменов, но и к самой зоне (.РФ — домен верхнего уровня).Псевдонимы, которые прописаны в DNS, для доменов .РФ, представляют сочетание в «XN—P1AI». Для кириллического домена «МойСайт.РФ» после преобразований Punycode будет дано следующее название «XN—80ARBJKTJ.XN—P1AI».
Поддержка IDN-доменов будет доступной, если пользователь использует браузер с поддержкой Punycode-преобразования. На сегодня последние используемые пользователями версии популярных браузеров такую поддержку имеют.Когда же браузер не имеет такой поддержки Punycode или при необходимости получения имени домена в «реальном представлении», могут использоваться специальные web-сервисами, которым доступно Punycode-преобразование доменных имен, которые вводятся пользователями.
Преобразование с понижением частоты в ВЧ-приемнике
- Сообщение от Санчита Саркар, Ата Саррафинажад, Ахсан Гонче
- Рубрики Блог, Проектирование радиочастотных систем приемников, Темы радиочастот, Передатчики и приемопередатчики — RAHRF409
- Свидание
17 августа 2021 г.
Преобразование с понижением частоты происходит в приемнике. Перед передачей данные переводятся на высокую частоту, улавливаются антенной и передаются на приемник. Захваченный сигнал затем сдвигается с высокой частоты на промежуточную или низкую частоту в приемнике. Преобразование с понижением частоты похоже на демодуляцию, когда модулированный сигнал данных преобразуется в низкую или промежуточную частоту. Это понижающее преобразование выполняется микшером. Как показано на рисунке ниже, радиочастота улавливается антенной, усиливается малошумящим усилителем (LNA) и смешивается с гетеродином (LO) для смещения данных на низкую или промежуточную частоту.
Смеситель для понижающего преобразования ВЧ смеситель представляет собой трехпортовое пассивное или активное устройство, которое модулирует или демодулирует сигнал. Основное назначение микшера — сдвиг частоты электромагнитного сигнала без изменения или влияния на другие характеристики, такие как фаза и амплитуда исходного сигнала.
Преобразование с повышением частоты происходит внутри передатчика, а преобразование с понижением частоты — внутри приемника.
Несущий сигнал представляет собой высокочастотный косинусоидальный сигнал, несущий информацию. Данные модулируются, частота ПЧ (при преобразовании с повышением частоты) смешивается с гетеродинным сигналом, имеющим несущую (cos 2 π f o t), чтобы получить выходной сигнал, как показано ниже.
Понижающее преобразование путем микширования Предположим, что модулированные данные представляют собой косинусоидальную волну. Ввод = Acos (w RF t) . В частотной области может быть показан спектр, где W rf & -W rf — данные, а W lo & -W lo — несущая волна с угловой частотой W lo1 . Гетеродин производит несущую волну Перевозчик = Bcos(w lo1 t) .
Таким образом, смешивая эти два сигнала, мы получим результат.
На выходе микшера мы видим, что сигналы смещены, и мы получаем компоненты четырех типов. Теперь фильтрация удалит другие компоненты, так как они находятся на более высоких частотах.
Это очень простая структура приемника, показанная на схеме. У нас есть радиочастотный канал, w в — это RF, LO, микшер и фильтр нижних частот. В микшере мы умножаем наш сигнал на косинусоидальную волну, и поскольку мы знаем, что в частотной области он станет сверткой, а преобразование Фурье косинусоидальной волны будет дельта, поэтому после этого результатом этой свертки будут четыре сигнала и проектирование низкого пропуская фильтр, мы можем избавиться от высокочастотных составляющих, чтобы получить промежуточную частоту.
Таким образом, преобразование с понижением частоты происходит внутри приемника. Если имеется модулированный канал с радиочастотой (ВЧ), то внутри приемника ВЧ смещается на ПЧ путем смешивания радиочастотного канала с гетеродином с помощью блока смесителей.
Теперь у нас есть канал на промежуточной частоте, а затем выполняется дополнительное усиление, фильтрация и демодуляция. Диапазон выделен для различных приложений, таких как GSM, Wi-Fi, ТВ. Каналы представляют пользователей, поэтому каждая полоса состоит из нескольких узкополосных каналов. Сначала выбирается диапазон, а затем выбирается канал для нашего диапазона. Этот выбор полосы происходит на радиочастоте, поэтому мы можем сделать только фильтр с низкой добротностью, а не фильтр с высокой добротностью, поскольку избирательность ниже, фильтр не очень резкий. Когда полоса смещается позже к промежуточной частоте, можно разработать фильтр с высокой добротностью, который имеет высокую добротность для выбора желаемого канала. Поэтому, если у вас есть полоса, как показано на диаграмме выше, с другим каналом, тогда переключите ее на ПЧ и выберите желаемый канал с помощью высокодобротного фильтра.
Узнайте больше по этой теме, пройдя полный курс «Проектирование радиочастотных систем приемников, передатчиков и приемопередатчиков — RAHRF409» .
Посмотрите видеокурсы для более подробного понимания. Также ознакомьтесь с другими курсами по радиочастотным системам и проектированию интегральных схем по телефону https://rahsoft.com/courses/ . Rahsoft также предоставляет сертификат по радиочастотам. Все курсы предлагают пошаговый подход. Предыдущий пост
Архитектура радиочастотного приемника и выбор канала
17 августа 2021 г.
Следующий пост
Гетеродинные приемники и их компоненты
20 августа 2021 г.
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ РАДИОЧАСТОТ (РЧ) В ЦИФРОВОЙ ПОЛЯРНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ И ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ВРЕМЕНИ В ЦИФРОВОЙ ПРИЕМНИК ОБРАБОТКИ СИГНАЛА В ОБЛАСТИ ВРЕМЕНИ НА ОСНОВЕ
Настоящая заявка является подразделением заявки США Сер. № 16/188,372, поданной 13 ноября 2018 г., заявка которой претендует на приоритет перед предварительной заявкой США № 62/584,324, озаглавленной «ГИБРИДНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ДАННЫХ НА ОСНОВЕ TDC И ОБРАБОТКА СИГНАЛОВ ВО ВРЕМЕННОЙ ОБЛАСТИ ДЛЯ ПРИЕМНИКОВ», поданной 10 ноября 2017 г.
Настоящее изобретение относится к архитектуре беспроводного радиоприемника. В частности, изобретение относится к полярному приемнику на основе временного цифрового преобразователя (ВЦП).
Растет интерес к внедрению смешанных/цифровых операций во внешние ВЧ-интерфейсы. «Цифровая радиочастота» привлекла большое внимание в исследованиях и коммерческих приложениях. ВЧ-блоки с цифровой поддержкой могут сохранять полную гибкость различных цифровых методов, таких как цифровой синтез сигналов, цифровая модуляция, цифровая обработка сигналов, цифровое предварительное искажение, цифровая калибровка, цифровое самовосстановление и цифровое усиление сигнала. Чтобы с высокой эффективностью обрабатывать универсальные широкополосные комплексные модуляции, программно-определяемые радиостанции (SDR) должны быть реконфигурируемыми в отношении своей архитектуры. Среди различных архитектур передатчиков полярный передатчик страдает от проблем с расширением полосы пропускания при преобразовании данных из I/Q в полярный, в то время как цифровой передатчик I/Q имеет самые большие потери объединения мощности, равные 3 дБ.
Для беспроводных приложений «Digital-RF» потенциально может обеспечить более высокую точность, широкий динамический диапазон, низкий уровень шума и высокую энергоэффективность, чем их аналоговые аналоги. Кроме того, он сохраняет полную гибкость различных цифровых методов, например, прямая цифровая модуляция, цифровая обработка сигналов, цифровое предварительное искажение, генерация цифровых сигналов, цифровая калибровка, цифровое самовосстановление, цифровое усиление мощности и, что наиболее важно, пригодность для цифрового синтеза. поток проектирования, все из которых принесут пользу будущим конструкциям беспроводных приемопередатчиков. В последние годы производство полупроводников значительно продвинулось вперед, так что многие традиционные методы обработки цифровых сигналов можно применять к аналоговым схемам.
Система по настоящей заявке включает гибридный преобразователь полярных данных на основе TDC 40 (фиг. 4) и процедуру обработки сигнала во временной области, соответствующую этому преобразователю данных (фиг. 6, 7) для приемника беспроводной связи, преобразующего принимаемую полосу модулирующих частот. сигнал в оцифрованные данные, а затем дальнейшая демодуляция. Принятый аналоговый сигнал основной полосы частот разделяется на две ветви и подается как на TDC, так и на ADC. Тракт ВЦП измеряет информацию о фазе сигнала, а АЦП управляется выходом ВЦП и фиксирует амплитуду сигнала. Благодаря механизму управления положением выборки количество битов АЦП может быть значительно уменьшено по сравнению с традиционной топологией I/Q, и как АЦП, так и ВЦП могут выполнять выборку сигнала на частоте модулирующего сигнала без передискретизации.
Система по настоящей заявке включает в себя приемопередатчик на основе временной обработки в задней части и архитектуру, которая не соответствует традиционной передаче и приему сигналов, зависящих от амплитуды. Вместо этого информация о частоте и фазе извлекается таким образом, что требования к обнаружению амплитуды значительно ослабляются, что приводит к значительному уменьшению количества битов (NoB) и мощности, необходимой для аналого-цифрового преобразователя (АЦП). Благодаря передовым технологиям информация о частоте и фазе может быть точно определена с помощью времяцифровых преобразователей (TDC), которые потребляют гораздо меньше энергии. Кроме того, система включает в себя архитектуру цифрового приемопередатчика с многофазной несущей, широкополосный цифровой усилитель мощности (DPA) и полностью цифровую систему фазовой автоподстройки частоты (ADPLL), которую можно адаптивно реконфигурировать как I/Q, многоканальный фазовая несущая или полярный приемопередатчик для цифровой связи.
Декартовы приемопередатчики I/Q широко используются в современных системах беспроводной связи. Текущие стандарты беспроводной связи, такие как GSM, WLAN и LTE, требуют большого отношения пикового значения к среднему, что приводит к большой нагрузке на схемы на пути I/Q-сигнала. Чтобы сохранить отношение пикового значения сигнала к среднему, эти схемы должны иметь высокую линейность. А именно, для приемопередатчиков I/Q требуется большая потребляемая мощность. ИНЖИР. 1 показана нормальная архитектура беспроводного приемопередатчика I/Q. Поскольку I/Q-сигналы имеют переменную огибающую, все строительные блоки на пути прохождения сигнала требуют высокой линейности, что приводит к высокому уровню энергопотребления.
Высокое отношение пикового значения к среднему в архитектуре I/Q связано с изменением амплитуды сигнала. Одним из решений этой проблемы является преобразование I/Q-сигнала в полярный сигнал. В полярной архитектуре путь фазового сигнала имеет постоянную амплитуду. Таким образом, требования к линейности отсутствуют. Информация об амплитуде может быть добавлена к сигналу на этапе PA, последнем этапе передатчика, с использованием структуры DPA. Хорошо разработанная архитектура передатчика с полярной прямой модуляцией представлена на фиг. 2.
Передатчики Polar использовались и изучались десятилетиями. Однако за это время полярные приемники почти не изучались. Одна из причин отсутствия изучения заключается в том, что принимаемый сигнал становится очень слабым, когда он проходит передачу на большие расстояния к приемнику. Хотя требования к линейности не так высоки, как часть передатчика, основная нагрузка приемника была перенесена на часть АЦП и часть обработки сигнала основной полосы частот.
Одна из причин выбора полярного приемника заключается в том, что по сравнению с обычным декартовым I/Q-приемником полярный приемник требует меньше битов преобразователя данных при работе с сигналом того же уровня отношения сигнал-шум (SNR). ИНЖИР. 3 объясняет это преимущество интуитивно. Первый график
Обратите внимание, что независимо от того, имеете ли вы дело с большим или малым входным сигналом, разрешение квантования I/Q-преобразователя (маленькое поле) на графике 10 остается неизменным, в то время как график полярного преобразователя 20 имеет большое разрешение квантования при большом входном сигнале. и имеет более высокое разрешение квантования, когда сигнал имеет небольшую амплитуду. Другими словами, шаги квантования полярного преобразователя данных автоматически регулируются в зависимости от амплитуды входного сигнала, что приводит к улучшению отношения сигнал-шум при том же числе битов для преобразователей данных. Поскольку все фазы, в конце концов, сойдутся к началу координат, разрешение квантования будет бесконечно 1-кратным, когда сигнал приближается к нулю. Последний рисунок сюжет 30 на РИС. 3 показано сравнение моделирования между I/Q и полярной архитектурой при работе с сигналами 16QAM и 64QAM. Мы видим, что полярная архитектура дает гораздо лучшие результаты.
В предлагаемой нами архитектуре для 16-QAM нам нужен только двухразрядный АЦП, который имеет больший шаг квантования и запас по шуму, что приводит к улучшенной устойчивости к шуму, а именно к меньшему требованию SNR. Это моделирование показывает улучшенное обнаружение в зашумленных условиях канала. Поскольку полярному приемнику требуется меньшее количество битов для преобразования данных, возможно увеличение частоты промежуточной частоты (ПЧ). При более высокой частоте промежуточной частоты сложность конструкции входного ВЧ-интерфейса приемника может быть уменьшена при решении проблем подавления изображения и других проблем.Вышеупомянутые и дополнительные преимущества настоящего изобретения можно лучше понять, обратившись к следующему описанию в сочетании с прилагаемыми чертежами, на которых:
РИС. 1 показан известный вариант традиционной архитектуры I/Q беспроводного приемопередатчика;
РИС. 2 показывает вариант осуществления предшествующего уровня техники существующей архитектуры TX с полярной прямой модуляцией;
РИС.
3 показано сравнение между декартовым преобразователем I/Q и полярным преобразователем;
РИС. 4 показывает блок-схему гибридного преобразователя полярных данных на основе TDC для использования в приемнике;
РИС. 5A показан принцип работы полярного RX для преобразования сигнала основной полосы частот 16-QAM, который может использоваться в соответствии с системой настоящей заявки. Фиг. 5B дает совокупность модуляции 16-QAM, а также ее кванты амплитуды и фазы;
РИС. 6 показывает принцип работы полярного RX для преобразования модулированного RF-сигнала с ограниченной полосой 64-QAM, который может использоваться в соответствии с системой настоящей заявки;
РИС. 7 показывает законченную полярную приемопередающую систему прямого радиочастотного излучения, которую можно использовать в соответствии с системой настоящей заявки;
РИС. 8 показывает сравнение сигналов, модулированных QAM и APSK, и требований к количеству битов;
РИС. 9 показаны комбинации модуляции 64-QAM и 64-APSK (2-битная амплитуда и 4-битная фаза);
РИС.
10 показаны прямоугольная 64-QAM и полярная 64-APSK совокупности с добавленным фазовым шумом;
РИС. 11 показаны прямоугольная 64-QAM и полярная 64-APSK совокупности с нелинейным искажением;
РИС. 12 показывает сравнение характеристик BER и SNR прямоугольного сигнала 64-QAM и предложенного полярного сигнала 64-APSK с добавленным фазовым шумом;
РИС. 13 показано сравнение характеристик BER и SNR для прямоугольного сигнала 64-QAM и предлагаемого сигнала 64-APSK с нелинейным искажением, а также сравнение измеренных BER с фазовым шумом и SNR для 64-QAM, 1024-QAM, 64. -APSK и модуляции 1024-APSK.
В настоящем описании некоторые термины использованы для краткости, ясности и понимания. Никакие ненужные ограничения не должны применяться к ним, кроме требований предшествующего уровня техники, поскольку такие термины используются только в описательных целях и предназначены для широкого толкования. Различные системы и способы, описанные в настоящем документе, можно использовать по отдельности или в сочетании с другими системами и способами.
Возможны различные эквиваленты, альтернативы и модификации в пределах объема прилагаемой формулы изобретения. Каждое ограничение в прилагаемой формуле изобретения предназначено для толкования в соответствии с 35 U.S.C. § 112, шестой абзац, только если термины «средство для» или «шаг для» прямо указаны в соответствующем ограничении.
Настоящее приложение включает в себя новую архитектуру беспроводного приемника, которая использует как TDC, так и ADC для формирования топологии полярного преобразования данных. Блок-схема примерной архитектуры гибридного преобразователя полярных данных на основе TDC , 40, показана на фиг. 4. Антенна 42 улавливает РЧ-сигнал 44 , который напрямую преобразуется с понижением частоты в основную полосу частот или ПЧ. Прямая выборка ВЧ возможна, если несущая частота находится в пределах рабочего диапазона цепей. Вместо разделения на I/Q радиочастотный сигнал подается на тракт 9 ВЦП.0119 46 и путь АЦП 48 напрямую. В тракте ВЦП 46 сигнал будет проходить через гистерезисный буфер 50 , который сохраняет информацию о фазе сигнала и удаляет его амплитуду.
Благодаря тщательной настройке пороговых напряжений V TH и V TL буфера эффект гистерезиса уменьшит шум в фазовой области. Информация о фазе принятого модулированного сигнала разрешается с помощью реконфигурируемого m-битного TDC 52 путем обнаружения разницы во времени между переходом через нуль опорного тактового сигнала и переходом через нуль модулированного сигнала. Опорные часы приемника синхронизируются с передатчиком на основе контура обратной связи 9.0119 54 предоставляется цифровой основной полосой частот 56 . Контур обратной связи 54 выбирает ближайшую фазу, генерируемую многофазным тактовым генератором 58 основной полосы частот, и дополнительно точно настраивает выбранную фазу, регулируя задержку цифро-временного преобразователя (DTC) 60 . Использование многофазных часов ослабит диапазон настройки ячейки задержки и снизит энергопотребление. Амплитуда принятого модулированного сигнала фиксируется реконфигурируемым n-разрядным АЦП 62 с помощью ВЦП захватили фазовую информацию.
Тактовая частота дискретизации АЦП 64 модулируется измеренной фазовой информацией 66 TDC через другой DTC 67 и модуль 68 регулировки положения дискретизации ADC, сформированный мультиплексором. После преобразования выходные сигналы АЦП и ВЦП представляют амплитуду 65 и фазу 69 сигнала основной полосы частот. Таким образом, предлагаемая архитектура также может заменить модули обработки CORDIC в цифровой области в цифровой основной полосе частот.
РИС. 5 и 6 иллюстрируют принципы фазы и амплитуды , 70, описанного полярного приемника на основе TDC. ФИГ. 5A и 5B иллюстрируют пример нефильтрованного модулирующего сигнала 16-QAM, где на графике созвездия имеется двенадцать различных значений фазы 72 и только три различных уровня амплитуды 74 . ИНЖИР. 5А показан сигнал основной полосы частот 78 во временной области. В традиционном приемнике I/Q сигнал основной полосы частот 78 будет разделен на тракты I и Q и оцифрован двумя АЦП.
Однако частота дискретизации АЦП должна быть намного выше, чем частота модулирующего сигнала 9.0119 78 , чтобы собрать достаточно данных для цифрового процессора основной полосы частот, чтобы восстановить информацию о фазе и амплитуде сигнала.
Изучив совокупность сигналов 16-QAM 78 на фиг. 5В мы обнаруживаем, что вместо двух 10-разрядных АЦП можно использовать 4-разрядный ВЦП для получения информации о фазе и 2-разрядный АЦП для определения амплитуды. Данных, полученных с помощью TDC и ADC, достаточно для демодуляции и восстановления созвездия. Кроме того, TDC и ADC могут работать на частоте модулирующего сигнала, что значительно снижает сложность конструкции преобразователя данных.
Форма модулирующего сигнала 78 сигнала 16-QAM, показанного на фиг. 5A также демонстрирует принцип работы предлагаемого полярного приемника. Возьмем в качестве примера «Символ N». Первоначально частота контура фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) основной полосы частот должна быть привязана к частоте сигнала основной полосы частот и выровнена по фазе с начальной точкой символа.
TDC начинается в момент начала символа основной полосы частот и останавливается в восходящей точке пересечения нуля сигналом основной полосы частот. Выход TDC представляет информацию о фазе сигнала. Затем необходимо определить амплитуду. Амплитуда синусоидального сигнала является его максимальной амплитудой. При ближайшем рассмотрении фиг. 5А, максимум (Ампер. 1) возникает в положении восходящей точки пересечения нуля с задержкой времени λ/4, как показано сплошной горизонтальной линией. Таким образом, если мы позволим АЦП выбрать значение в этой точке, мы сможем получить амплитуду сигнала. С помощью собранных данных фазы и амплитуды можно восстановить сигнал основной полосы частот и восстановить созвездие. Все еще ссылаясь на фиг. 5A «Символ N+2» и «Символ N+5» являются двумя дополнительными примерами для иллюстрации преобразований фазы и амплитуды.
В отличие от обычных приемников, эти два преобразователя данных производят выборку сигнала на частоте модулирующего сигнала без передискретизации, которая составляет от 10 до 20 МГц для беспроводных протоколов 802.
11-a/b/g/n. В традиционном полярном передатчике происходит значительное расширение полосы пропускания за счет преобразования I/Q в полярное. Обычные АЦП вслепую преобразуют полученный сигнал в цифровые данные, что требует передискретизации. Существующий приемник на основе временной обработки производит выборку информации о фазе и амплитуде сигнала один раз за каждый символьный период для демодуляции. Таким образом, нет необходимости делать передискретизацию.
Обычно к сигналу, преобразованному с повышением частоты, применяется несколько фильтров, ограничивающих его полосу пропускания в соответствии с требованиями передатчика. ИНЖИР. 6 представляет сравнение между сигналом основной полосы частот до и после фильтра нижних частот основной полосы частот «Фильтрованный сигнал» и «Нефильтрованный сигнал». В сигнале модулирующей полосы QAM будет внезапное изменение фазы и амплитуды между каждым символом 82 . Этот резкий скачок фазы и амплитуды вводит высокочастотные компоненты.
Высокочастотный компонент необходимо отфильтровать, чтобы пройти маску передачи, определенную в протоколе беспроводной связи. При отсутствии высокочастотной составляющей сигнал будет искажен, что приведет к более высокому уровню EVM (по модулю вектора ошибки). Однако также из фиг. 6 видно, что сигнал на краях символьного периода 84 менее искажен, чем центр символа. Таким образом, более надежно производить выборку информации об амплитуде и фазе вокруг края символа, где он менее чувствителен к фильтру.
Существует еще одна проблема во время настройки положения выборки АЦП. Возвращаясь к фиг. 5А и «Символ N+2». В этом периоде символа восходящая точка пересечения нуля уже превысила более ¾ цикла символа. Если мы дополнительно задержим позицию выборки АЦП на λ/4, то АЦП будет производить выборку значения, принадлежащего следующему символу или за пределами подходящего окна выборки в ситуации, представленной на фиг. 6. Чтобы предотвратить такую ситуацию, разница во времени между системными часами и падающей точкой пересечения нуля измеряется другим TDC и используется в качестве информации о фазе.
Затем положение выборки АЦП устанавливается на λ/4 впереди падающей точки пересечения нуля.
Вместе с существующими полярными передатчиками формируется завершенная беспроводная полярная приемопередающая система прямого РЧ 90 , как показано на РИС. 7, который может работать с большинством существующих цифровых амплитудных и фазовых модуляций. Левая часть фиг. 7 представлена обобщенная схема хорошо принятой архитектуры полярного передатчика прямой радиочастоты 92 , а правая часть дает абстракцию существующей архитектуры полярного приемника 94 . Этот интеллектуальный контроль точки выборки позволяет нам упростить архитектуру преобразователей данных.
Беспроводные стандарты следующего поколения требуют очень сложных модуляций для достижения высокой пропускной способности данных. Сложные модуляции, такие как 256-QAM и 1024-QAM, предъявляют строгие требования к фазовому шуму PLL, линейности PA и частоте дискретизации, а также к динамическому диапазону АЦП.
Даже при максимальных усилиях современные PLL и PA едва ли могут поддерживать модуляции высокой плотности, такие как 1024-QAM, не оставляя запаса для устойчивости к другим нарушениям системы, таким как IQ и несоответствия усиления, встречающиеся в обычных декартовых модуляциях. приемопередатчики I/Q. Однако эти требования значительно смягчаются для созвездий, расположенных в полярных координатах. Модуляция на основе полярной амплитуды и фазовой манипуляции (64-APSK) представлена на фиг. 8 и по сравнению с обычно используемой I/Q декартовой модуляцией 64-QAM. Диапазон ошибок из-за фазового шума и нелинейных искажений пропорционален расстоянию от начала координат до точки созвездия. Для декартовой модуляции QAM внешние точки созвездия гораздо более чувствительны к фазовым изменениям и нелинейным искажениям. С другой стороны, APSK может выдерживать одинаковое количество фазового шума независимо от его амплитуды и, таким образом, имеет лучшую эффективность и устойчивость к искажениям при реализации в полярной системе. Кроме того, модуляция APSK требует меньшего количества битов как в амплитудной, так и в фазовой информации в представленной полярной системе приемопередатчика по сравнению с традиционной модуляцией QAM в полярной системе, как показано на фиг. 8.
Моделирование и измерения были проведены для сравнения характеристик декартовой модуляции QAM и модуляции APSK с использованием предложенного полярного прямого радиочастотного приемника с прямой ВЧ-дискретизацией в присутствии часто наблюдаемых искажений, таких как фазовый шум и нелинейные искажения. ИНЖИР. 9 и фиг. 10 показаны моделируемые совокупности модулированных сигналов 64-QAM и 64-APSK с наличием фазового шума и нелинейного искажения соответственно. Хорошо видно, что при модуляции 64-APSK можно обнаружить меньшее перекрытие точек созвездия по сравнению с модуляцией 64-QAM. ИНЖИР. 11 и фиг. 12 представлены теоретические и смоделированные результаты частоты ошибок по битам (BER) в зависимости от фазового шума и нелинейных искажений, характеризуемых как SNR, соответственно. Модуляция APSK обеспечивает лучшую устойчивость к SNR в обоих сценариях.
Результаты измерений представлены на фиг. 13. Передаваемые модулированные сигналы от источника генератора сигналов представлены вместе с измеренными реконструированными цифровыми точками данных выходного сигнала полярного приемника прямой радиочастоты на фиг. 13. Результаты тестирования BER были измерены для сравнения различных сложных модуляций. Как и ожидалось, APSK превосходит декартову модуляцию QAM, когда присутствуют фазовый шум и нелинейные искажения в форме SNR. Чтобы достичь того же BER, 1024-APSK ослабляет фазовый шум на 6 дБ и ОСШ на 8 дБ соответственно по сравнению с декартовым аналогом 1024-QAM.
Варианты осуществления изобретения, описанные выше, предназначены только для примера. Таким образом, предполагается, что объем изобретения ограничен объемом прилагаемой формулы изобретения.
В предшествующем описании некоторые термины использовались для краткости, ясности и понимания.